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IL TRANSISTOR COME AMPLIFICATORE DI TENSIONE

- Polarizzazione del transistor

Per funzionare come amplificatore di tensione, il transistor deve essere polarizzato in zona attiva. Se s'impongono piccoli segnali in ingresso è opportuno dunque che il punto di lavoro sia al centro di tale zona, in modo che il segnale di uscita abbia un'escursione ragionevole. Polarizziamo il transistor in zona attiva.

Fig.9 - Polarizzazione del BJT

Le equazioni di Kirchoff alle due maglie sono le seguenti

VBB = RB* IB + VBE

(4.18)

VCC = RC *IC + VCE

(4.19)

VBE è nota poiché è circa pari alla tensione di soglia Vg; VBB, VCC, RB e RC sono anch'essi noti poiché stabiliti in fase di progetto; IB, IC e VCE sono i valori che devono essere determinati. Procediamo graficamente. Tracciamo la retta di carico e dall'equazione (4.18) ricaviamo le intersezioni con gli assi.

Fig.10 - Caratteristica di ingresso del BJT e retta di carico

Come è evidente dalla fig. 10, siamo in grado di determinare graficamente la IB relativa al punto di lavoro P. Si procede analogamente per la caratteristica di uscita (vedi fig. 11).

Fig.11 - Caratteristica di uscita del BJT e retta di carico

Dal momento che IB è nota, sappiamo su quale curva dovrà trovarsi P e quindi, dalla (4.18) e dalla caratteristica del transistor scelto, possiamo determinare IC e VCE . A questo punto bisogna fare un' osservazione.

Fig.12 - circuito di autopolarizzazione

In fig.12 è riportato il reale circuito di polarizzazione di un BJT detto circuito di autopolarizzazione. Il precedente circuito in fig. 9 è uno schema equivalente più semplice da studiare ma non viene implementato poiché contiene due batterie. Nella pratica si preferisce evitare l'impiego di un'ulteriore batteria oltre quella di alimentazione; le equazioni di passaggio dal circuito reale a quello equivalente sono le seguenti:

VBB = VCC* R2 / (R2 + R1)

(4.20)

RB = R1 // R2

(4.21)

In figura 13 è riportato lo schema equivalente del circuito di autopolarizzazione, trasformato secondo il teorema di Thevenin.

Fig.13 - Schema equivalente per il circuito di autopolarizzazione

STABILITA' TERMICA

Dalle relazioni (4.4), (4.6) e (4.8) otteniamo

IC = b*IB + (b +1)*IcBo

(4.22)

Poiché i parametri ICBo, VBE e b risentono particolarmente delle variazioni di temperatura, anche IC ne risentirà; ciò può compromettere il comportamento del transistor utilizzato come amplificatore in quanto esso può "uscire" dalla zona attiva di funzionamento; per ovviare a quest'inconveniente inseriamo RE tra l'Emettitore e massa. Questa resistenza di retroazione stabilizza il transistor rispetto alle variazioni della temperatura. Le equazioni di Kirchoff alle due maglie del circuito di figura 13 sono le seguenti:

VBB = RB *IB + VBE + RE *IE

(4.23)

VCC = RC *IC + VCE + RE *IE

(4.24)

Se definiamo il parametro di stabilità S (che idealmente deve valere 1) come segue:

S = IC/IcBo ,

(4.25)

S assume i seguenti valori:

S = b+1 se RE = 0

(4.26)

S = (b +1) (1 + RB/RE) / (b + 1 + RB/RE) se RE ¹ 0

(4.27)

Dalla (4.27) appare chiaro che se RB/RE®0, allora S®1. Per realizzare RB/RE®0 si può imporre RB®0 oppure RE®¥. Nei due casi questo provoca alcuni svantaggi. In particolare:

RB®0 significa che o R1 o R2 o entrambe tendono a zero.
- Se R1 e R2 sono entrambe piccole, allora la corrente che scorre sul ramo di R1, R2 è elevata, e ne consegue una dissipazione di potenza non trascurabile;
- se il rapporto R1/R2 è grande poiché R1 è grande, si può ottenere VB>VC e dunque il transistor può andare in saturazione;
- se il rapporto R1/R2 è grande in quanto R2 è piccola, si può ottenere VB
RE ®¥
-Se RE è elevata allora la caduta di potenziale VE=RE*IE è molto alta quindi resta limitata la dinamica di uscita; inoltre diminuisce il guadagno a medie frequenze.

In conclusione il rapporto RB/RE può essere ridotto, purché si tenga conto delle limitazioni che ne derivano.

MODELLO EQUIVALENTE PER PICCOLI SEGNALI D'INGRESSO

Una volta che il transistor bipolare è polarizzato in zona attiva, esso è in grado di funzionare come amplificatore di segnale. In particolare, il transistor vede muovere il proprio punto di lavoro intorno a quello statico. In queste condizioni è garantita la linearità del sistema e al transistor stesso può essere sostituito un circuito equivalente lineare che ne simula con buona approssimazione il comportamento. Questo circuito cambia a seconda della frequenza del segnale di ingresso.

- Modello equivalente a parametri ibridi per le basse e medie frequenze

Fig.14 - Modello equivalente a parametri ibridi

Dallo schema di fig. 14 è immediato dedurre che:

VBE = hie*IB + hre*VCE

(4.28)

IC = hfe*IB + hoe*VCE

(4.29)

I parametri hie, hre, hfe e hoe sono definiti ibridi poiché sono dimensionalmente diversi e i pedici hanno il seguente significato:

- i ® input
- r ® reverse
- f ® forward
- o ® output.

Ad esempio osserviamo che:

hfe = [IC/IB]|_VCE=0 è simile a b ma non identico poiché è un parametro differenziale calcolato nell'intorno del punto di lavoro quando VCE=0. I parametri hre e hoe sono molto piccoli; nel caso in cui vengano trascurati si ottiene il modello semplificato di fig. 15:

Fig.15 - Modello equivalente a parametri ibridi semplificato

da cui si ottengono le seguenti relazioni:

VBE = hie*IB

(4.30)

IC = hfe*IB

(4.31)