- CONFIGURAZIONI BASE DEL TRANSISTOR BIPOLARE
Facciamo riferimento al modello semplificato alle medie frequenze nel caso di piccoli segnali,
consideriamo le configurazioni principali: Emettitore Comune e Collettore Comune.
- Emettitore Comune (EC)
In fig. 16 è riportato il circuito dell'emettitore comune ed il relativo modello equivalente,
che utilizza il circuito a parametri ibridi semplificato.
Fig. 16 - Transistor nella configurazione ad emettitore comune
Determiniamo il guadagno di tensione Av = Vu/Vs. Dalla figura 16 è facile dedurre che:
AV = RC*IL / IB*(RB + hie) = RC*(-IC) / IB*(RB + hie) = RC*(-hfe IB) / IB*(RB + hie)
da cui
(4.32)
AV = RC*(-hfe) / (RB + hie)
(4.33)
Possiamo approssimare l'espressione di Av considerando che hie>>RB, ottenendo:
AV
@ -RC*hfe / hie
(4.34)
Determiniamo ora una differente espressione per Av.
Poiché:
hfe*IB = gm*VBE , allora:
(4.35)
hfe / gm = VBE / IB = hie , da cui
(4.36)
hfe / hie = gm e quindi:
(4.37)
AV
@ - gm*RC
(4.38)
La configurazione EC fornisce un amplificatore invertente di tensione.
Affinché il circuito sia stabile dal punto di vista termico, cioè non vari il
punto di lavoro fissato dalla polarizzazione (tensione continua), aggiungiamo
una resistenza RE realizzando così un amplificatore di tensione degenere.
Fig. 17 - Amplificatore degenere
In questo caso:
AV = RC*(-hfe IB) / [IB (RB
+ hie) + RE*(hfe IB + IB)] (4.39)
AV = RC*(-hfe) / [(RB + hie) + RE*(hfe +
1)] (4.40)
Possiamo approssimare AV considerando che
hfe = 100 ¸ 200 >> 1 e hie>> RB , ottenendo:
AV
@ -RC*hfe / (hie + RE hfe) (4.41)
considerando inoltre che hie << hfe*RE ,
si ottiene:
AV @ -RC / RE
(4.42)
che rappresenta il guadagno di tensione per
l'amplificatore degenere. Confrontando la (4.38) con la (4.42) si può notare
che:
AV (non stabilizzato) @
- gm*RC > AV (stabilizzato) @ -RC / RE
Deduciamo quindi che la stabilizzazione,
ottenuta attraverso l'inserimento di RE, comporta una diminuzione del guadagno.
Questo inconveniente può essere risolto inserendo una capacità CE , detta di
by-pass, in parallelo ad RE , in modo che la stabilità resti garantita alle
basse frequenze e quindi anche per la continua, mentre alle medie frequenze
CE risulta cortocircuitata dalla resistenza RE, evitando così la riduzione non
desiderata del guadagno.
Fig. 18 - Introduzione della capacità di by-pass
Alle basse frequenze dunque CE è un circuito aperto e il guadagno continua a essere
quello del caso stabilizzato (4.42); alle medie frequenze, CE è un corto circuito
quindi il guadagno torna al valore della (4.38). Concludiamo che l'inserimento di CE
è vantaggioso poiché fa sì che alle basse frequenze sia presente l'effetto retroattivo
stabilizzatore di RE, mentre alle alte frequenze il circuito mantiene il guadagno ad
anello aperto. Tuttavia l'introduzione di CE riduce l'intervallo di frequenze in cui il
circuito si comporta come amplificatore.
Fig. 19 - Guadagno dell'emettitore degenere
alle basse frequenze
Alle alte frequenze non è più valido il modello a parametri ibridi del transistor a causa
della dipendenza dei parametri hie ed hfe dalla frequenza. Si ricorre quindi ad un altro
modello del BJT denominato circuito equivalente a P o
di Giacoletto di seguito riportato:
Fig. 20 - Configurazione equivalente di un BJT
alle alte frequenze, modello di Giacoletto
In questo caso i parametri sono resistivi ed indipendenti dalla frequenza, inoltre variano
in funzione del punto di lavoro e, in misura minore, dalla temperatura. La resistenza rbb'
del circuito di base, di valore tipicamente compreso tra 10 e 200
W, rappresenta la
resistenza del cristallo di semiconduttore costituente la regione di base; rb'e e cb'e
sono rispettivamente la resistenza e la capacità della giunzione base-emettitore.
Il gruppo rb'c e Cb'c fra collettore e base tiene conto dell'accoppiamento tra
i circuiti di ingresso e di uscita.
Trascurando rb'c e applicando il teorema di Miller alla capacità Cb'c , si arriva al
seguente schema equivalente:
Fig. 21 - Configurazione equivalente di un BJT
alle alte frequenze semplificato con il teorema di Miller
Alle alte frequenze, i gruppi RC del circuito equivalente semplificato di fig.21
introducono due poli all'interno della risposta in frequenza del BJT (diagramma di
Bode del guadagno in funzione della frequenza), uno (fi) relativo alla maglia di
ingresso e l'altro (fu) relativo alla maglia di uscita.
Da una semplice analisi si ricava:
(4.43)
Dalle relazioni (4.43) e tenendo conto della Tab.1, si deduce che:
fi << fu , (4.44)
dunque la risposta in frequenza dell'emettitore comune alle alte frequenze si mantiene
costante fino al valore fi dopodiché la risposta decade di 20db/dec fino al valore fu ,
che determina la seconda frequenza di taglio del BJT alle alte frequenze.
Parametro |
Transistor per piccoli segnali |
gm |
40 - 400 mS |
Cb'c |
0.2 - 10 pF |
Cb'e |
0.5 - 200 pF |
rb'e |
0.3 - 15 KW |
rbb' |
10 - 500 W |
Tab. 1 - Valori tipici dei parametri caratterizzanti
il modello ad alta frequenza
- Collettore Comune (CC)
In fig. 22 è riportato il circuito del Collettore Comune (CC) ed il relativo modello equivalente.
Fig. 22 - Colletore Comune
Anche in questo caso facciamo un'analisi per piccoli segnali a medie frequenze.
IE = (1 + hfe)*IB
(4.45)
IC = hfe*IB
(4.46)
AI = IE / IB (Guadagno di corrente)
(4.47)
AVtot = Vu / Vs (Guadagno complessivo di tensione)
(4.48)
AVtot = (Vu / Vs)*(VB / VB) = (Vu / VB)*(VB / Vs)
(4.49)
Ponendo
AV = Vu / VB
(4.50)
a = VB / Vs = Rin / (Rin + RB)
(4.51)
si ottiene
AVtot =
a*AV
(4.52)
In generale si considera VB come ingresso, quindi ci si riferisce ad
AV piuttosto che ad AVtot. In questo caso:
AV = RE*IE / (RE*IE + hie*IB)
(4.53)
AV = RE*(1 + hfe)*IB / [RE*(1 + hfe)*IB + hie*IB]
(4.54)
AV = RE*(1 + hfe) / [RE*(1 + hfe) + hie]
(4.55)
Poiché hfe >> hie si ha
AV
@ 1 ma sempre AV < 1.
(4.56)
Questa configurazione circuitale non cambia la tensione tra ingresso e uscita. Verifichiamo ora le condizioni
Rin
®0 e Rout
®¥, che ci consentono di ottenere un circuito separatore (o Buffer).
Rin = VB / IB = hie + (1+ hfe)*RE
@hfe*RE
(4.57)
Rin è molto elevata poiché è dell'ordine dei 10k
W;
Calcoliamo ora la Rout che è per definizione la resistenza vista in uscita quando l'ingresso è in corto circuito;
per farlo ci riferiamo allo schema di figura 23.
Fig. 23 - Determinazione dell'impedenza di uscita
Si può affermare che:
Rout = R'out // RE
(4.58)
avendo definito
R'out= (V2/I2)
½Vin=0 .
(4.59)
Esplicitando I2 e V2 dalla figura 23, si ottiene:
I2 = - IB*(1 + hfe)
(4.60)
V2 = - IB*(RB + hie);
(4.61)
ne segue che
R'out= (RB + hie) / (1 + hfe)
(4.62)
e quindi
Rout = [(RB + hie) / (1 + hfe)] // RE
(4.63)
Poiché:
RB
@50
W << hie
@ 1k
W,
Rout può essere approssimata con
Rout
@ (hie / hfe) // RE = (1 / gm) // RE
(4.64)
Poiché 1 / gm
@ 10
W , RE
³1k
W , possiamo affermare che:
Rout
@ 1 / gm
(4.65)
Rout è molto bassa e questo risultato, insieme al fatto che Rin è molto alta e che AV
@ 1,
ci permette di affermare che il Collettore Comune è un'' buffer'' di tensione. Esso è anche
definito Emitter-follower, poiché l'uscita VE ''insegue'' l'ingresso VB.
Tale comportamento è verificato per tensioni sia continue che alternate; l'emitter-follower
può essere utilizzato dunque come stadio d'uscita negli amplificatori operazionali, poiché
garantisce la condizione di bassa impedenza di uscita.